Konstantstromquellen
Jede Signalquelle besitzt einen Innenwiderstand. Er bildet mit der angeschlossenen Lastimpedanz (Lastwiderstand) eine Reihenschaltung. Die Eigenschaft der Quelle wird als ideal definiert und ihr Wert bleibt stets konstant. Bei geschlossenem Stromkreis wird die Quelle belastet und im Vergleich zum Leerlauf verringert sich ihre Klemmenspannung. Die Spannungsdifferenz erklärt sich durch den am Innenwiderstand Ri durch den Laststrom erzeugten Spannungsfall.

Ist der Innenwiderstand der Spannungsquelle im Vergleich zum Lastwiderstand RL sehr groß, dann bestimmt der Innenwiderstand Ri den maximal fließenden Strom. Die Quelle wirkt eher als Konstantstromquelle und im Ersatzschaltbild liegt der Innenwiderstand parallel zum Lastwiderstand. Die Schaltbilder für die Ersatzstromquelle und Ersatzspannungsquelle sind einander gleichwertig.

Am Ersatzschaltbild der Stromquelle ist deutlich zu erkennen, dass bei variabler Last der Strom nur dann konstant bleiben kann, wenn sich die Klemmenspannung der Quelle ändert. Die mathematische Betrachtung zeigt, dass eine Spannungsquelle mit sehr hohem Innenwiderstand einer Konstantstromquelle entspricht. Die Innenwiderstände haben den gleichen Wert.
Eine ideale Konstantstromquelle hat einen theoretisch unendlich hohen Innenwiderstand.
Bei der realen Konstantstromquelle ist der Innenwiderstand sehr viel größer als der Lastwiderstand.
Prinzipschaltungen für Konstantstromquellen
Transistor-Konstantstromquelle
Das Ausgangskennlinienfeld eines Transistors zeigt, dass sich der Kollektorstrom bei konstanter Basisspannung trotz unschiedlicher Arbeitswiderstände im Kollektorkreis fast nicht ändert. Mit dem Kollektorwiderstand als direktem Lastwiderstand liegt eine Konstantstromquelle vor. Der hohe Innenwiderstand dieser Stromquelle leitet sich vom dynamischen Kollektor-Emitterwiderstand des Transistors ab. Mit einer zusätzlichen Stromgegenkopplung durch einen variablen Emitterwiderstand wird der Konstantstrom einstellbar und die Stabilisierung verbessert sich.

Für den Lastwiderstand RL = 0 Ω wird eine konstante Basisspannung vorgegeben. Das ist im Ausgangskennlinienfeld rechts im Schnittpunkt (blau) der senkrechten Lastgeraden mit einer der beiden grünen Kennlinien. Es fließt der eingestellte Kollektorstrom. Bei einem größeren Lastwiderstand verläuft die Lastgerade flacher. Der Kollektorstrom bleibt annähernd konstant, solange die Kollektor-Emitterspannung des Transistors größer als seine Sättigungsspannung UCE sat ist. Das gilt im Bereich bis zu den linken blauen Schnittpunkten.
Die Transistor-Konstantstromquelle benötigt am Basisanschluss eine stabile Referenzspannung. Sie sollte Schwankungen der Betriebsspannung ausgleichen und dem Temperatureinfluss der Basis-Emitterdiode entgegenwirken. Kleinere Referenzspannungen lassen sich durch in Flussrichtung gepolte Dioden parallel zur Basis-Emitterstrecke erzeugen. Für höhere Spannungen eignen sich Z-Dioden in Reihe mit einer normalen Diode in Durchlassrichtung. Das verbessert die Temperaturkonstanz der Referenzspannung UB0.

Die folgende Rechnung zeigt, wie konstant und unabhängig der Kollektorstrom vom Lastwiderstand ist. Der Transistor muss eine hohe Stromverstärkung B haben. Ist die Referenzspannung UZ temperaturstabilisiert und groß im Vergleich zur Basis-Emitterspannung, so ist die Temperaturdrift der Basis-Emitterdiode zu vernachlässigen. In der endgültigen Gleichung tritt die Betriebsspannung U nicht auf. Die Konstantstromquelle ist von ihr unabhängig, solange U > UZ und die Transistorkenndaten eingehalten werden.
Mit einem relativ großen Emitterwiderstand arbeitet die Schaltung mit starker Stromgegenkopplung. Die Qualität der Konstantstromquelle ist vom hohen dynamischen Innenwiderstand dieser Transistorschaltung abhängig. Ist der Basisspannungsteiler niederohmiger als der dynamische Basis-Emitterwiderstand des Transistors, dann gilt für den Innenwiderstand dieser Konstantstromquelle die Beziehung Gl.(1). Eine ausführliche Herleitung zur Ausgangsimpedanz ist im letzten Artikel dieser Seite beschrieben.

Die folgende Tabelle zeigt die Spannungs- und Strommesswerte bei variabler Belastung. Aufgenommen wurden die Werte in einer Simulationsschaltung der oben dargestellte Schaltung mit dem Transistor BC 548 und zwei Dioden 1N4148 als Referenzspannung. Der Diodenvorwiderstand hatte 2,2 kΩ und der Emitterwiderstand 330 Ω. Bei 20 V Betriebsspannung betrug der Kurzschlussstrom 2 mA. Solange am Transistor die UCE größer als der Sättigungswert ist, bleibt wie schon im Ausgangskennlinienfeld ersichtlich der Laststrom IC in einem weiten Lastbereich konstant.
RL/Ω | IL/mA | URL/V | UCE/V | IB/μA |
---|---|---|---|---|
0 | 2,04 | 0,00 | 19,32 | 5,9 |
10 | 2,04 | 0,02 | 19,30 | 5,9 |
100 | 2,04 | 0,21 | 19,12 | 5,9 |
1000 | 2,04 | 2,04 | 17,28 | 6,0 |
3000 | 2,04 | 6,11 | 13,21 | 6,3 |
5000 | 2,04 | 10,17 | 9,16 | 6,6 |
7000 | 2,03 | 14,21 | 5,12 | 6,8 |
9000 | 2,03 | 18,23 | 1,10 | 7,2 |
9500 | 2,02 | 19,20 | 0,13 | 9,6 |
10000 | 1,93 | 19,31 | 0,03 | 75,0 |
Die Werte zeigen deutlich, dass sich der geforderte Konstantstrom bei wechselnder Last durch die Änderung der Spannung am Lastwiderstand einstellt. Je höher der Lastwiderstandswert ist, desto größer muss die Spannung an RL für den Wert des Konstantstroms sein. In diesem Regelkreis wird der Transistor, erkennbar an seiner abnehmenden UCE, immer niederohmiger. Die Impedanzkennlinie der Regelschaltung hat im Arbeitsbereich eine negative Steigung. In den Schaltungen mit Operationsverstärkern wird der NIC oder Negative Impedanz Converter gesondert beschrieben.
Stromspiegel als Konstantstromquelle
In Schaltbildern zur integrierten Schaltungstechnik sind oft Transistorkombinationen zu finden, die als Stromspiegel bezeichnet werden. Einer der Transistoren (K1) entspricht mit der direkten Kollektor-Basis-Verbindung eher einer Diode. Er hat eine hohe Stromverstärkung. Seine Kollektor-Basisspannung beträgt 0 Volt und seine Kollektor-Emitterspannung ist gleich der Basis-Emitterspannung. Für den zweiten Transistor (K2) arbeitet er als Referenzelement. Durch die unmittelbare Nachbarschaft auf dem gleichen Chip besteht ein sehr guter Wärmekontakt. Zudem garantiert die Integrationstechnik Transistoren mit fast identischen Kennlinien. Die Basisstromverstärkung B1, B2 beider Transistoren ist identisch. Bei gleicher Emitterstromdichte sind dadurch beide Kollektorströme zueinander proportional. Der Strom der Referenzquelle K1 erscheint somit im Kollektorstrom von K2 gespiegelt.

Wilson-Stromspiegel
Im einfachen Stromspiegel wirken sich Schwankungen des Kollektorstroms bei sich ändernder UCE auf den Spiegeltransistor aus, da beide Transistoren die gleiche Basis-Emitterspannung haben. Im Wilson-Stromspiegel wird dieser Nachteil durch einen dritten Transistor minimiert. Er arbeitet im Stromausgang als Regelstufe mit einer Stromgegenkopplung. Sein Basisstrom ist ein Teil des Referenzstroms für den Stromspiegel aus K1 und K2. Die nebenstehende Schaltung zeigt die Stromverteilungen.

Auf der Referenzseite stellt sich im gekennzeichneten Summenpunkt der Ströme ein Gleichgewicht ein. Die Differenz zwischen dem Referenzstrom Ir und I2 steuert als Basisstrom IB3 den Transistor K3 an. Sein Emitterstrom I1 gehört zum Stromspiegel und gelangt in I2 an den Summationspunkt zurück. Das Gleichgewicht herrscht nur bei I1 = I2. Eine Ungleichheit wird vom Steuerstrom IB3 ausgeregelt.
Die mathematische Herleitung verwendet mit der Gl.(I) das bekannte Stromverhältnis des einfachen Stromspiegels und geht davon aus, dass alle Transistoren mit gleichem Stromverstärkungsfaktor arbeiten. Aufgestellt wird das Übertragungsverhältnis für Ia/Ir. Verglichen mit dem Referenzstrom ist die Genauigkeit des Spiegelstroms hier um den Stromverstärkungsfaktor B besser.

FET als Konstantstromquelle
Mit einem selbstleitenden Sperrschicht Feldeffekttransistor FET kann sehr einfach eine Konstantstromquelle aufgebaut werden. Der FET wirkt wie ein variabler ohmscher Widerstand. Die dargestellte Schaltung zeigt einen n-Kanal FET mit zusätzlichem Sourcewiderstand Rs. Der Drain-Source-Kanal ist selbstleitend. Am Sourcewiderstand stellt sich dadurch eine Spannung ein, bei der das Gate gegenüber Source ein negativeres Potenzial erhält. Je negativer das Gate wird, desto stärker wird der Drain-Source-Kanal abgeschnürt und hochohmiger.

Diese Schaltung stellt einen Regelkreis dar, der bei wechselndem Lastwiderstand den Laststrom konstant hält. Der dynamische Widerstand der FET-Schaltung erreicht einige 100 kΩ. Bei der Dimensionierung ist darauf zu achten, dass die vom Typ abhängigen Maximalwerte UDS, IDS und Ptot nicht überschritten werden. Der Konstantstrom ist das Verhältnis von −UGS/RS.
Das Verhalten der Schaltung wurde im Simulationsversuch bestimmt. Verwendet wurde der FET BF245C mit zwei verschiedenen Sourcewiderständen an 30 V Betriebsspannung. Gemessen wurden −UGS und der Strom I in Abhängigkeit von der Belastung durch RL.
RS = 1 kΩ | ||||||||
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RL/Ω | 0 | 100 | 500 | 1000 | 3000 | 5000 | 7000 | 10000 |
−UGS/V | 3,135 | 3,132 | 3,118 | 3,101 | 3,027 | 2,948 | 2,863 | 2,598 |
I/mA | 3,135 | 3,132 | 3,118 | 3,101 | 3,025 | 2,947 | 2,860 | 2,597 |
RS = 2 kΩ | ||||||||
RL/Ω | 0 | 100 | 500 | 1000 | 3000 | 5000 | 7000 | 10000 |
−UGS/V | 3,592 | 3,590 | 3,583 | 3,575 | 3,541 | 3,504 | 3,465 | 3,403 |
I/mA | 1,796 | 1,795 | 1,792 | 1,788 | 1,771 | 1,751 | 1,732 | 1,702 |
Für kleinere Ströme ist der Belastungsbereich größer. Im farbig hinterlegten Bereich beträgt die maximale Abweichung 3,5%. Werden höhere Ströme benötigt, dann lassen sich die Schaltungen durch Transistorleistungsstufen in Kollektorschaltung erweitern.
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