Informations- und Kommunikationstechnik

Regelverstärker für Konstantspannungsquellen

Die einfache ungeregelte Konstantspannungsquelle mit einer Z-Diode ist nur für kleine Ausgangsleistungen geeignet. Eine Spannungsquelle sollte einen kleinen Innenwiderstand haben, damit die Ausgangsspannung bei wechselnder Last weitgehend konstant bleibt. Die Z-Diode im linearen Sperrbereich erfüllt diese Forderung recht gut. Für präzise Konstantspannungen sind die geringen Spannungsänderungen, die bei großen Lastschwankungen auftreten, noch zu hoch. Bei Leerlauf der Schaltung fließt der maximale Schaltungsstrom durch die Z-Diode und die damit verbundene Erwärmung und Belastung der Diode ist am höchsten. Die Temperaturänderungen bei Lastwechsel wirken sich negativ auf die Spannungsstabilität aus. Nachfolgend werden zur Spannungsstabilisierung erweiterte Schaltungen beschrieben, bei denen die Z-Diode die konstante Referenzspannungsquelle ist und die Ausgangsspannung der Belastung angepasst nachgeregelt wird.

Parallelstabilisierung mit Z-Diode und Transistor

Die Z-Diode kann durch einen Transistor mit größerer Stromverträglichkeit ersetzt werden. Sein variabler Kollektor-Emitter-Widerstand liegt parallel zum Lastwiderstand. Beide zusammen bilden mit dem Vorwiderstand ein konstant bleibendes Teilerverhältnis und so die konstante Ausgangsspannung. Zur Anwendung kommt eine Schaltung mit Z-Diode und Quertransistor.

Konstantspannungsquelle mit Transistor

Funktionsbeschreibung

Die Schaltung stellt einen Regelkreis dar. Wird sie durch einen kleineren Lastwiderstandswert RL höher belastet, dann nimmt Laststrom IL zu. Da er Teil des Gesamtstroms I ist, nimmt proportional die Spannung am Vorwiderstand RV zu und würde die Ausgangsspannung um diesen Betrag senken.

Die Ausgangsspannung Ua ist die Summe der konstant bleibenden Z-Spannung UZ und der Steuerspannung UBE des Transistors, die sich in Abhängigkeit von der Ausgangslast ändert. Wird sie kleiner, so wird der Transistor weniger angesteuert und verringert seine Leitfähigkeit. Der Kollektorstrom IC wird kleiner und damit auch der Gesamtstrom I durch RV. Die Spannung am Vorwiderstand verringert sich proportional, sodass die Ausgangsspannung um diesen Betrag auf ihren ursprünglichen Wert wieder zunimmt. Der Regelkreis gleicht die Änderungen des Laststroms durch eine proportional gegenläufige Änderung des Kollektorstroms aus.

Geringe Änderungen der Eingangsspannung gleicht die Schaltung ebenfalls aus. Sollte Ue größer werden, dann kann auf der Eingangsseite des Transistors nur UBE zunehmen. Betrachtet man nur die Ströme, dann nimmt der Zenerstrom zu und der Transistor erhält mehr Basisstrom IB. Die Leitfähigkeit des Transistors nimmt zu und vergrößert mit seinem Kollektorstrom IC proportional den Gesamtstrom durch den Vorwiderstand RV. Die Spannung am Vorwiderstand erhöht sich um den Betrag der Spannungsänderung am Eingang. Die Ausgangsspannung bleibt konstant.

Die Parallelstabilisierung belastet die Quelle bei Lastwechsel immer mit dem gleichen Strom.
Von Nachteil ist die höchste Verlustleistung der Schaltung im Leerlauf.

Innenwiderstand U-konst. mit Transistor

Die Parallelstabilisierung mit Quertransistor und Z-Diode bringt keine Verbesserung hinsichtlich eines geringeren Innenwiderstandes oder des Stabilisierungsfaktors. Von Vorteil für die Z-Diode ist die jetzt um den Stromverstärkungsfaktor des Transistors viel kleinere Strombelastung. Durch den Kollektorwiderstand bleibt Spannung zwischen Kollektor und Emitter kleiner und verringert die Verlustleistung und Wärmebelastung des Transistors. Der Innenwiderstand der Konstantspannungsquelle wird überwiegend vom dynamischen Basis-Emitter-Widerstand rBE bestimmt. Sein Wert ist klein, da er durch den Stromverstärkungsfaktor des Transistors dividiert wird.

Wird die Schaltung mit einem zweiten Transistor erweitert, verbessern sich die Stabilisierungseigenschaften und es sind höhere Ausgangsleistungen möglich. Sinnvoll ist die Parallelstabilisierung nur dann, wenn die Belastung möglichst hoch bleibt. Die Schaltung hat im Leerlauf einen hohen Leistungsumsatz und erwärmt sich dadurch stark.

Konstantspannung für Ausgangsleistung

Die einzige weitgehend von der Temperatur unabhängige Z-Diode ist die 6,2 V Referenzdiode. Bei allen anderen Z-Dioden kann die Temperaturdrift durch eine in Flussrichtung gepolte normale Diode kompensiert werden. Derartige Kombinationen sind als integrierte Referenzelemente (grau hinterlegt) erhältlich, können auch aus Einzeldioden nachgebildet werden.

Serienstabilisierung mit Z-Diode und Transistor

Bei der Serien- oder Längsstabilisierung bilden der Lastwiderstand und ein variabler Vorwiderstand eine Reihenschaltung. Der elektronisch geregelte Vorwiderstand im Spannungsteiler hält die Ausgangsspannung konstant. In der folgenden Schaltung ist die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors der variable Vorwiderstand. Die Steuerung erfolgt über die Basis-Emitterstrecke.

Jede Regelung benötigt eine Bezugsgröße oder Referenz. In dieser Schaltung bestimmt die konstante Spannung der Z-Diode das Basispotenzial des Transistors. Bei variabler Belastung ändert sich die Ausgangsspannung und parallel dazu die Emitterspannung. Sie ist Teil der Steuerspannung UBE des Transistors und folglich proportional zur Änderung der Ausgangsspannung. Der Transistor regelt innerhalb seines Arbeitsbereichs diese Änderungen so aus, dass die Ausgangsspannung von der Belastung unabhängig konstant bleibt.

Konstantspannung mit Serienstabilisierung

Die Ausgangsspannung ist um die Basis-Emitterspannung niedriger als die Referenzspannung UZ. Ohne Kollektorwiderstand aber auch mit kleinen Werten für RC arbeitet der Transistor als Stromverstärker in der Kollektorgrundschaltung. Der Emitterwiderstand R2, der auch als Vorlastwiderstand bezeichnet wird, sorgt für das Funktionieren der Schaltung im Leerlauf ohne Lastwiderstand RL. Der Wert des Emitterwiderstands ist groß im Vergleich zum Lastwiderstand und folglich in der Parallelschaltung bei belastetem Ausgang vernachlässigbar.

Der Vorlastwiderstand gewährleistet eine konstante Ausgangsspannung auch bei sehr geringen Lastströmen. Bei sehr geringer Belastung ohne R2 ist der Emitterstrom und damit die UBE sehr klein. Durch die gekrümmte Arbeitskennlinie des Transistors nimmt mit zunehmender Belastung die UBE erst stärker und ab 0,7 V kaum noch zu. Dieses Verhalten wirkt sich direkt auf die Ausgangsspannung aus und verschlechtert den Stabilisierungsfaktor. Mit dem Emitter-Vorlastwiderstand wird der optimale Arbeitspunkt in den linearen Bereich der Steuerkennlinie des Transistors gelegt.

Mit zunehmendem Laststrom nimmt die Verlustleistung am Transistor zu und erreicht beim Kurzschluss am Ausgang ihren Höchstwert. Der Kollektorwiderstand ist so zu berechnen, dass der maximal erlaubte Kollektorstrom nicht überschritten werden kann. Die Schaltung stabilisiert die Ausgangsspannung, solange die Kollektor-Emitterspannung UCE am Transistor größer als seine UCEmin ist. Die Schaltung gleicht auch Schwankungen der Eingangsspannung aus.

Der Glättungs- und der Stabilisierungsfaktor

Je stabiler die Referenzspannung ist, desto konstanter bleibt die Ausgangsspannung bei Lastwechsel. Durch den Widerstand R1 fließen Basis- und Zenerstrom. Die Stromsumme ist konstant, solange die Eingangs- und die Referenzspannung konstant bleiben. Ändert sich der Basisstrom bei Lastschwankungen am Ausgang, so ändert sich gegenläufig der Strom durch die Z-Diode. Variiert die Eingangsspannung, so verändert sich ebenfalls der Diodenstrom IZ. Mit ΔIZ ergibt sich ein ΔUZ und daraus ein ΔUa. So wie für die Spannungsstabilisierung nur mit einer Z-Diode kann auch hier ein Glättungsfaktor aufgestellt werden:

Glättungsfaktors

Je kleiner der differenzielle Widerstand der Z-Diode ist, desto steiler verläuft ihre Kennlinie im Arbeitsbereich und desto besser werden Störungen ausgeregelt. Eine Konstantspannungsquelle kann auch zur Siebung einer gleichgerichteten Wechselspannung eingesetzt werden. Ist die Eingangsspannung der Schaltung mit einer Wechselspannungskomponente überlagert, so ist ihr Anteil am Ausgang um den Faktor 1/G kleiner. Wie gut eine Konstantspannungsquelle Eingangs- und Ausgangsspannungsänderungen ausregeln kann, ergibt sich aus dem relativen Stabilisierungsfaktor S:

Glättungsfaktors

Der dynamische Innenwiderstand

Eine Spannungsquelle sollte einen möglichst kleinen Innenwiderstand haben. In der Stabilisierungsschaltung arbeitet der Transistor als Stromverstärker. Vom Schaltungstyp her liegt eine Kollektorgrundschaltung vor, die sich durch einen geringen Ausgangswiderstand auszeichnet. Werden für zwei unterschiedliche Belastungen am Ausgang die Spannungs- und Stromänderungen bestimmt, so kann aus den Differenzen die Größenordnung des dynamischen Innenwiderstands errechnet werden.

Simulation einer dimensionierten Serienstabilisierung

Die oben dargestellte Schaltung einer Konstantspannungsquelle wird für vorgegebene Werte dimensioniert und anschließend per Softwaresimulation untersucht. Die Ausgangsspannung soll etwa 12 V betragen. Der maximale Laststrom soll nicht größer als 0,5 A sein. Für die Eingangsspannung sind 20 V vorgesehen, die mit einer sinusförmigen Brummspannung überlagert sein kann.

Für die Referenzspannung werden zwei in Reihe geschaltete 6,2 V Z-Dioden eingesetzt. Sie weisen keine Temperaturdrift auf und die Kennlinie verläuft steiler als die einer 12 V Referenzdiode. Der Zenerstrom soll 10 mA betragen. Er ist damit wesentlich größer als der maximale Basisstrom und wird durch diesen nicht beeinflusst. Zur Simulation wird der Transistor BD 137 gewählt. Er hat einen Stromverstärkungsfaktor von B = 100 und ist für einen maximalen Kollektorstrom von 2 A geeignet.

Die Berechnung der Bauteilwerte wird für eine Basis-Emitterspannung von 0,7 V vorgenommen. Durch den Vorlastwiderstand sollen 10 mA fließen. Bei maximaler Belastung am Transistor soll die bleibende Kollektor-Emitterspannung 1,5 V betragen. Die berechneten Widerstandswerte werden auf Werte der Normreihen angepasst.

Schaltungsberechnung

Das Bild zeigt die dimensionierte Schaltung und rechts den Verlauf der Ausgangsspannung (blau) und der Kollektor-Emitterspannung (grün) am Längstransistor. Oberhalb der minimalen Kollektor-Emitterspannung UCEmin regelt der Transistor die Ausgangsklemmenspannung Ua mit einer Genauigkeit von 0,2 V aus, das entspricht einer Abweichung von 2%.

Dimensionierte Schaltung und Belastungsdiagramm

Die Messwerte in der Tabelle zeigen, dass die Schaltung bei nur geringer Belastung die Ausgangsspannung mit einem Vorwiderstand besser nachregeln kann als ohne ihn. Ohne Vorlastwiderstand und sehr kleinem Laststrom arbeitet der Transistor im Bereich seiner stark gekrümmten Eingangskennlinie. Die Änderungen der Basis-Emitter-Steuerspannung UBE wirken sich direkt auf die Ausgangsspannung aus.

ohne Vorlastwiderstand RVL
RL/kΩ 10 5 2 1 0,8 0,6
Ua/V 11,85 11,83 11,81 11,79 11,78 11,77
mit Vorlastwiderstand RVL
Ua/V 11,79 11,79 11,78 11,77 11,77 11,76

Der dynamische Widerstand rz der Referenzdiode wurde für zwei Belastungspaare durch Messungen von ΔUZ und ΔIZ errechnet. Bei hoher Ausgangsbelastung zwischen 25 Ω und 50 Ω lag der Wert bei rz = 2,6 Ω. Bei geringerer Belastung zwischen 100 Ω und 500 Ω wurde rz = 2,3 Ω ermittelt. Das ergibt einen durchschnittlichen Glättungsfaktor von G = 193.

Für die Ausgangslast 50 Ω soll eine DC-Eingangsspannung von 18 V um ±2 Volt variieren können. Gemessen wurden die Änderungen der Referenzspannung an den Z-Dioden mit 31 mV und der Ausgangsspannung mit 32 mV. Das ergibt einen Glättungsfaktor von 127, der in der Größenordnung zum oben bestimmten Glättungsfaktor liegt. Für die Gesamtschaltung interessiert eher der relative Stabilisierungsfaktor. Hat er einen hohen Wert, machen sich Eingangsstörungen am Ausgang fast nicht bemerkbar. Der durchschnittliche Stabilisierungsfaktor dieser Konstantspannungsquelle wurde bei der Belastung mit 50 Ω und ΔUe = ±2 V zu S = 81 bestimmt.

Relativer Stabilisierungsfaktor

Die beiden folgenden Simulationsdiagramme zeigen, wie gut die Konstantspannungsquelle die mit Wechselspannung überlagerte Eingangs-DC ausregeln kann. Das linke Oszillogramm in DC-Kopplung stellt eine Gleichspannung von 19 V dar, die mit einer 50 Hz Sinuswechselspannung von 2 Vss überlagert ist. Die Ausgangsspannung (blau) ist eine konstant gute Gleichspannung.

Ausregeln einer Mischspannung

Das rechte Oszillogramm zeigt die Signale bei AC-Kopplung der Eingangs- und Ausgangsspannung. Der noch nachweisbare Anteil der Wechselspannung am Ausgang beträgt nur 13 mVss. Der Stabilisierungsfaktor bei nur halb so großer Eingangsstörung hat sich auf den Wert 100 verbessert.

Von besonderem Interesse ist der dynamische Innenwiderstand der Konstantspannungsquelle, der möglichst niedrig sein sollte. Die experimentelle Bestimmung erfolgt für unterschiedliche Belastungen des Ausgangs nach der Methode ΔU zu ΔI. Es wurde ein durchschnittlicher Wert von 0,4 Ω ermittelt.

Sprungantwort auf eine Störung

Die Ausregelzeit einer Störung wird durch das Messen der Sprungantwort ermittelt. Zur Bestimmung wurde die Eingangsspannung von 18 V wird mit einem ±2 V Rechtecksignal überlagert. Dargestellt ist das Eingangs- (grün) in DC-Kopplung und das Ausgangsoszillogramm (blau) in AC-Kopplung. Die Ausregelzeit ist mit 3 ms für jede Richtung kurz. Der Versuch zeigt, dass man mit wenigen Bauteilen mit einer einfachen Schaltung ein gutes Ergebnis erreichen kann.

Konstantspannungsquelle mit Z-Diode und OPV

Operationsverstärker haben einen hohen Eingangswiderstand und einen sehr kleinen Ausgangswiderstand. Mit einem OPV und einer Z-Diode als Referenzspannungsquelle an einem Eingang kann eine einfache gute Konstantspannungsquelle aufgebaut werden. Dabei kann die Notwendigkeit einer symmetrischen Spannungsversorgung ebenso ein Nachteil sein, wie die geringe Strombelastbarkeit des OPV-Ausgangs. Die hier beschriebenen Grundschaltungen sind Bestandteil vieler Konstantspannungsquellen, die dann mit Folgestufen zur Leistungsverstärkung erweiterbar sind.

U-Konstant mit OPV

In der linken Schaltung wird die Z-Diode weder durch den hochohmigen Eingang des OPVs noch durch einen von der Belastung abhängigen Ausgangsstrom beeinflusst. Die Ausgangsspannung der nicht invertierenden OPV-Schaltung ist ohne Zusatzschaltungen am negativen Eingang gleich der Referenzspannung oder mit den Widerständen R1 und R2 immer größer als die Referenzspannung.

In der rechten Schaltung ist der OPV als Invertierer geschaltet. Da der E− Eingang des OPVs die virtuelle Masse ist, liegt der Widerstand R1 parallel zur Z-Diode und sollte hochohmig sein. Die Konstantspannung am Ausgang ist zur Referenzspannung invertiert und kann durch das Widerstandsverhältnis R2 / R2 einstellbar größer oder kleiner als die Referenzspannung sein.

Konstantspannungsquelle mit OPV in einer Brückenschaltung

Auf den ersten Blick fragt man sich, wie der folgende Schaltungsauszug aus einem Labornetzteil funktioniert. Es gibt keine direkte Eingangsspannung wie bei den zuvor gezeigten Schaltungen. Die Dimensionierung der Bauteile ist zu niederohmig, um mit dem thermischen Rauschen und der hohen Leerlaufverstärkung des OPVs das sichere Funktionieren der Schaltung zu erklären. Durch Umzeichnen erkennt man eine Brückenschaltung, bei der die Brückenspannung gleich der Eingangsdifferenzspannung des OPVs ist.

Konstantspannungsquelle mit OPV

Die Ausgangsspannung des OPVs wird sich solange ändern, bis die Brücke im Gleichgewicht ist, bei der die Differenz der Eingangsspannungen gegen 0 Volt geht. Am Ausgang ist eine von der Z-Diode und ihrer Polung mitbestimmte abhängige Konstantspannung messbar. Der differenzielle Widerstand der Z-Diode ist sehr klein und in der praktischen Berechnungsgleichung vernachlässigbar.

Mit der oben angegebenen Dimensionierung liefert die Schaltungssimulation eine Ausgangsspannung von 9,43 Volt und stimmt sehr gut mit dem errechenbaren Wert von 9,41 Volt überein. Der Ausgang erwies sich als relativ niederohmig und hielt die Spannung bis zum kleinsten Lastwiderstandswert von 1 kΩ konstant.


Einstellbare Konstantspannungsquellen

Wünschenswert ist ein DC-Spannungsnetzteil mit einstellbarer Spannung, nach Möglichkeit auch kurzschlussfest. Die bisher beschriebenen Regelschaltungen zeigen, dass die Ausgangsspannung die Differenz einer konstanten Referenzspannung und der Basis-Emitterspannung des Längs- oder Stelltransistors ist. Die kleinste Ausgangsspannung wird von der Referenzspannung bestimmt und kann nur dann 0 Volt erreichen, wenn die Referenzspannung negativ ist. Zusätzlich zur positiven Eingangsspannung ist dann eine negative Hilfsspannung notwendig. Da in vielen Regelschaltungen Operationsverstärker verwendet werden, steht auch eine negative Betriebsspannung zur Verfügung. Die nachfolgend beschriebenen Regelverstärker sind einfachere Transistorschaltungen mit einstellbaren Ausgangsspannungen oberhalb der Referenzspannung.

Für sehr stabile Ausgangsspannungen müssen auch kleine Störungen schnell ausgeregelt werden. Das gelingt mit einem Regeltransistor in Emitterschaltung der einen hochohmigem Kollektorwiderstand und eine große Stromverstärkung hat. Durch seinen Arbeitswiderstand R1 fließt auch der Basisstrom des Stelltransistors. Mit zunehmender Belastung nimmt sein Basisstrom zu und der Kollektorstrom des Regeltransistors entsprechend ab. Dadurch ist ohne zusätzliche Maßnahmen seine Verstärkung von der Belastung abhängig mit negativen Auswirkungen auf die geforderte hohe Konstanz der Ausgangsspannung.

Funktionsbeschreibung der Schaltung

Beim Anlegen der Eingangsspannung ist die Basis des Stelltransistors über R1 positiver als sein Emitter. Der Transistor Q leitet und die Ausgangsspannung ist nur wenig niedriger als die Eingangsspannung. Durch R2 fließt Strom und am Emitter des Transistors K, dem Regelverstärker stellt sich die Referenzspannung Uref der Z-Diode als Sollwert ein. Die Ausgangsspannung Ua ist der Istwert des Regelkreises und wird im Verhältnis des Basisspannungsteilers R3 und R4 zum reduzierten Istwert. Mit R3 ist die Ausgangsspannung einstellbar. An der Basis-Emitterstrecke, dem Steuereingang des Regelverstärkers findet der Vergleich zwischen Soll- und Istwert statt.

Konstantspannungsquelle mit Regelverstärker

Ändert sich durch Lastwechsel die eingestellte Ausgangsspannung, so soll die Schaltung diese Störung ausregeln. Nimmt die Belastung ab, so wird die Ausgangsspannung größer und damit das Basispotenzial von K positiver. Sein Emitterpotenzial wird weiterhin von der konstanten Referenzspannung der Z-Diode bestimmt. Der npn-Regeltransistor wird mit dem positiveren Basispotenzial besser leitend und seine Kollektor-Emitterstrecke niederohmiger. Sein Kollektorpotenzial, das gleichzeitig das Basispotenzial des Stelltransistors Q ist, wird kleiner. Das ist gleichbedeutend mit negativer als zuvor. Der npn-Stelltransistor wird hochohmiger und weniger leitend.

Je besser der Regeltransistor K leitet, desto höher ist sein Kollektorstrom IC2 und zieht einen Teil des Basisstrom IB1 des Stelltransistors Q ab. Das ist proportional zur Aussage, dass die Spannung am Arbeitswiderstand R1 des Regeltransistors größer wird und somit die Basisspannung des Stelltransistors verringert. Für den npn-Transistor Q bedeutet das, er leitet weniger gut und sein Emitterstrom nimmt ab. Dieser Strom verursacht am Lastwiderstand die Ausgangsspannung, die sich wieder auf den zuvor konstanten Wert einstellt.

Ein entsprechender Vorgang kann auch schrittweise für den Fall einer höheren Ausgangsbelastung beschrieben werden. Die Ausgangsspannung wird geringer und damit auch das Basispotenzial des Regeltransistors K. Seine Basis-Emitter-Steuerspannung wird kleiner, der Transistor weniger gut leitend und sein Kollektorstrom wird kleiner. Die von diesem Strom abhängige Spannung an seinem Arbeitswiderstand R1 wird kleiner und die Basis des Stelltransistors positiver. Er wird niederohmiger, es fließt ein größerer Ausgangsstrom, der am kleineren Lastwiderstand wieder für die gewünschte Konstantspannung sorgt. Die Funktionen eines Regelkreises werden an anderer Stelle im Webprojekt eingehender erklärt.

Funktionsverbesserungen durch Erweitern der Schaltung

Die zu stabilisierende Ausgangsspannung kann innerhalb eines bestimmten Bereichs durch eine einstellbare Basisspannung des Regeltransistors vorbestimmt werden. Im Basisspannungsteiler ist der Widerstand R3 ein Poti, dessen Schleifer mit der Basis des Regeltransistors K2 verbunden ist. Die Referenzspannung für diesen Transistor wird aus der Eingangsspannung und dem jetzt von der Belastung unabhängigen Zenerstrom durch den Widerstand R2 erzeugt.

einstellbare Konstantspannungsquelle

In der ersten Schaltung ist die Verstärkung des Regeltransistors von der Ausgangsbelastung stark abhängig. Mit zunehmender Belastung nimmt sein Kollektorstrom ab, und verringert dabei auch den Basisstrom des Stelltransistors. Für einen hohen Stabilisierungsfaktor muss der Stelltransistor Q immer genügend Basisstrom für eine hohe Stromverstärkung erhalten.

Abhilfe schafft jetzt eine Konstantstromquelle mit dem pnp-Transistor K1. Mit seiner eigenen Spannungsreferenz an der Basis und einen entsprechend dimensionierten Emitterwiderstand ist der Kollektorstrom IC1 fest eingestellt. Der hochohmige differenzielle rCE dieser Konstantstromquelle ist zudem ein idealer Kollektor-Arbeitswiderstand für den Regeltransistor K2.

Eine weitere Verbesserung wird erreicht, indem der Stelltransistor Q nicht mehr direkt, sondern vom Kleinleistungstransistor K3 in Kollektorschaltung angesteuert wird. Zusammen bilden sie eine Darlingtonschaltung mit sehr hoher Stromverstärkung bei einem kleinen Steuerstrom IB3. Die Stromschwankungen bei Lastwechsel sind um den Stromverstärkungsfaktor B des Zusatztransistors K3 geringer. Der Stabilisierungsfaktor verbessert sich um etwa diesen Faktor B.

Die Stromverstärkung von Leistungstransistoren wie dem Stelltransistor Q liegt oft unter 100. Sind sehr hohe Ausgangsströme gewünscht, lassen sich mit der Darlingtonschaltung problemlos Werte mit B > 150 erreichen. Der Stelltransistor Q hat nach Datenblatt die Stromverstärkung B = 80. Bei einem maximalen Emitterstrom von 3 A beträgt der höchste Basisstrom 38 mA. Der Transistor K3 mit B = 150 gibt diesen Steuerstrom schon bei einem Basisstrom IB3 = 255 μA ab. Nimmt die Ausgangsbelastung ab, so bleibt die Änderung des Kollektorstroms am Regeltransistor klein, da er nur einen Teil des ohnehin sehr geringen Basisstroms IB3 übernehmen muss. Seine Stromverstärkung und der Stabilisierungsfaktor sind nunmehr von der Belastung unabhängig und nahezu konstant.

Schutzschaltungen

Die maximale Verlustleistung des Stelltransistors darf nicht überschritten werden. Die aktuelle Verlustleistung errechnet sich zu P = UCE · IL und ist daher bei großen Lastströmen und eingestellter kleiner Ausgangsspannung besonders hoch. Ein Rechenbeispiel soll das zeigen:

Bei einer bleibenden minimalen Kollektor-Emitterspannung an Q mit UCE = 2 V und der maximalen Ausgangsspannung von 30 V muss die Eingangsspannung mindestens 32 V betragen. Bei maximaler Ausgangsspannung und einem Lastwiderstand von 10 Ω fließen 3 A Laststrom. Am Stelltransistor Q wird dabei die Leistung von P = 2 V · 3 A = 6 W in Wärme umgewandelt.

Im Kurzschlussfall am Ausgang steigt die Spannung an Q auf 32 V an. Der Laststrom, der jetzt nur vom Innenwiderstand der Primärquelle am Eingang begrenzt ist, soll beispielsweise 3,5 A betragen. Die Verlustleistung am Transistor Q nimmt den Wert P = 32 V · 3,5 A = 112 W an. Damit ist der in diesen Schaltungen oft verwendete Leistungstransistor 2N3055 überfordert.

Da eine normale Schmelzsicherung zu langsam reagiert, muss die Schaltung um eine schnelle elektronische Schutzschaltung erweitert werden. Geeignet ist eine Thyristorschaltung, die bei Überlast die Ansteuerung abschaltet. In der Rückleitung fließt der Laststrom durch einen Messwiderstand RK. Er wird so berechnet, dass beim Überschreiten des maximalen Ausgangsstroms die Spannung UGK den Thyristor zündet, wobei das Gate positiver als die Kathode sein muss.

Regelverstärker mit Thyristorsicherung

Nach dem Zünden ist die Anoden-Kathodenstrecke des Thyristors so niederohmig, dass die Kollektorspannung von K1 fast 0 V beträgt und der Steuerstrom des Regelverstärkers als IAK nach Masse abgeleitet wird. Die Darlingtonschaltung aus K3 und Q wird gesperrt und der Ausgang spannungsfrei. Nach dem Ansprechen bleibt die Schutzschaltung solange aktiv, bis sie nach der Beseitigung des Kurzschlusses am Ausgang durch den Taster S zurückgesetzt wird. Er überbrückt die Anoden-Kathodenstrecke des Thyristors und unterbricht seinen Haltestrom. Die Konstantspannungsquelle kann wieder arbeiten.

Optimaler ist eine stetig arbeitende Strombegrenzung auf einen oftmals einstellbaren Maximalwert. Die Konstantspannungsquelle wechselt dabei in den Betriebszustand einer Konstantstromquelle. Der Thyristor wird durch einen Transistor ersetzt. Beim Erreichen des Maximalstroms beträgt die Spannung am Strommesswiderstand um 0,7 V. Der bei geringeren Lastströmen gesperrte Transistor K4 wird leitend und niederohmig. Er leitet einen Teil des Strom IC1 ab und verringert damit die Ansteuerung des Darlington-Stelltransistors K3 und Q. Die Kollektor-Emitterstrecke des Stelltransistors wird hochohmiger und der Ausgangsstrom nimmt ab. Diese Schutzschaltung arbeitet dynamisch und stabilisiert auf einen durch RK maximal bestimmten Ausgangsstrom, der selbst beim Kurzschluss nicht größer werden kann. Die Schaltung muss so berechnet sein, dass der Stelltransistor bei einem Kurzschluss am Ausgang noch unterhalb seiner maximal erlaubten Ptot Verlustleistung bleibt.

Regelverstärker mit Transistor-Stromsicherung

Der Strommesswiderstand RK und die Schutzschaltung mit K4 werden oft auch in die Emitterleitung des Stelltransistors gelegt. Die Kollektor-Emitterstrecke des K4 bildet dann einen Parallelschluss zur Basis-Emitterstrecke von Q. Wird die Schutzschaltung aktiv, so verringert sie die Basis-Emitterspannung des Stelltransistors. Er wird hochohmiger und begrenzt den Laststrom auf den berechneten zulässigen Wert.